两种优化开关模式在高频SVPWM逆变电源中的应用

7A即可实现高频SVPWM逆变电源数字控制系统的设计。在TMS320LF2407A时钟输入引脚上接20MHz晶振，后经内部锁相环倍频后得40MHz时钟频率，这样指令执行周期可缩为25ns，较C240DSP速度整整提高了1倍。另外，TMS320LF2407A还具有外部集成度更高，程序存储器更大，A/D转换速度更快的特点，且其独特的空间矢量PWM波形产生电路，更为完成高频SVPWM算法提供了方便，同时可使数字控制系统最小化。
　　
　　对于输出频率为1000Hz的逆变器，开关频率至少要在20kHz以上，但是开关频率过高又会给DSP的运算及A/D转换带来压力。另外，死区时间在理想脉宽中所占的比例过大，对调制线性度也会造成不良影响，经权衡，本系统控制周期取为23.8μs，这样采用优化模式1时的开关频率为6的倍数42kHz，而采用优化模式2，开关频率仅为28kHz。普通的IGBT已经无法承受这么高的开关频率，所以，逆变器主电路采用分立MOSFET(IRFPC60)组成的三相桥式电路结构。为实现高频信号驱动，和最大地简化电路，硬件设计中除了采用贴片式DSP外，还采用IR公司的高压浮动MOS栅极驱动芯片IR2130。
　　
　　图5为逆变器系统示意图。实际工作时，DSP在每个控制周期中经A/D采样频率给定信号后，根据V/F控制原理和改进的SVPWM算法，选择优化开关模式，来产生6路PWM信号，经高速光耦隔离后送IR2130驱动6个MOS管来带动一个三相感性负载工作。
　　
　　IR2130为单电源＋15V工作；可直接驱动600V高压系统；自带硬件死区和欠压锁定功能与过流保护功能；通过外围自举电路，可同时驱动3个桥臂的6个MOS管。注意到采用图3所示优化开关模式2时，生成的PWM波中会出现一段长时间导通或关断的脉冲信号，这就要求IR2130的自举电容能够提供足够大的驱动电荷，否则，将无法驱动高端MOS管。自举电容所需的最小电容值，可由式（5）计算。
　　
　　
　　
　　
　　
　　式中：Qg为高端器件栅极电荷；
　　
　　f为工作频率；
　　
　　Iqbs(max)为高端驱动电路最大静态电流；
　　
　　Icbs(leak)为自举电容漏电流；
　　
　　Qls为每个周期内，电平转换电路中的电荷要求；
　　
　　Vcc为芯片供电电压；
　　
　　Vf为自举二极管正向压降；
　　
　　Vls为低端器件压降或高端负载压降。
　　
　　图7控制系统仿真模型
　　
　　经计算并取安全余量后，采用4.7μF的CBB电容作为自举电容。
　　
　　电路设计中考虑高频逆变器的安全运行，还通过DSP的信号采集，进行过、欠压，过流，过温等保护电路的设计。
　　
　　硬件系统采用TOPSwitch反激式电源，分别为控制电路，驱动电路，保护电路提供＋5V，±15V等5路相互隔离的辅助电源。
　　
　　2.2软件设计
　　
　　在软件编写中，根据高频逆变电源的控制要求，全部采用编译效率最高的汇编语言，这样可更有效地利用TMS320LF2407A的高速数据处理能力。同时，软件中尽量使用240x系列DSP的复合指令，如MPYA，SPAC，LTS，DMOV等，以最大程度地精简程序，减小DSP运算量。以下将结合改进的SVPWM算法，分别对两种开关优化模式进行编程。

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