改进的单级功率因数校正AC/DC变换器的拓扑综述

反馈。如果PFC级和DC/DC变换器都工作在CCM下，输出功率减小时，虽然占空比不变，但输入功率也会相应减小，抑制了储能电容电压的增加，它的效率是最高的，PF值有所降低，但是，很难找到一种拓扑完全工作在CCM下，设计上也相对复杂。串联单级PFC变换器的功率流图如图3所示，从图中可以看出，功率由输入传送到输出，经过了两次变换，效率低。

    因此，单级PFC变换器的主要问题是，在使输入电流谐波满足IEC1000-3-2和快速调节输出电压的同时，降低电容电压和提高效率；另外单级PFC变换器工作在硬开关状态时，开关器件承受的电压、电流应力高，因此，开关损耗很大。所以，人们提出了用变压器绕组实现负反馈，用软开关技术以及并联PFC等方法来降低电容电压，开关损耗和提高效率。下面介绍几种改进的拓扑以解决这些问题。

3 几种改进的拓扑介绍

3.1 单级并联PFC变换器[1][6][7]

如前所述，无论是单级还是两级结构，串联式拓扑结构的效率都较低。为了提高变换器的效率，人们提出了并联PFC方法。其基本思路如下：假设PF=1，PFC输入功率与输出功率关系如图4所

示，平均输入功率Pin的68％（P1）经过一次功率变换到达负载，32％的剩余功率（P2）为输入与输出功率在半个电网周期内的差，经过两次功率变换到达负载[1]。图5为该方法的功率流图，P2经过两次功率变换到达输出，其余部分P1经过一次功率变换达到输出，从而提高了电路效率，并且高于两级和串联单级变换器。

    典型的单级BoostPPFC变换器[1]如图6所示，电路在原带隔离变压器Boost拓扑结构中加入了D1，S5及Cb。电路工作时，当检测到输入功率（Pin）小于输出功率（P0）时，S5开通，Cb中的能量释放到输出，这部分能量为P2。当输入功率（Pin）大于输出功率（P0）时，S5关断，通过控制S1～S4使多出的能量存入Cb。因此，电路的控制要实现三个功能，即输入电流控制，输出电压控制和电容电压控制。这种PPFC变换器的主要优点是效率高。由于这三个被控量之间存在耦合关系，所以，控制电路复杂，控制器设计困难；另外，开关管数目多，成本较高，这些都是该变换器的主要缺点。因此，它适用于较大功率场合而不适用于小功率场合。于是文献[6]提出了一种单级反激PPFC变换器，如图7所示。

T1，S，D3，Cf，RL构成电路的主支路，T2及D2组成电路的辅助支路。储能电容CB通过D1充电到输入电压的峰值电压作为辅助支路的输入电压。由于两个并联反激支路同时工作，使用二极管D2和D3来防止这两个支路之间产生循环电流。该变换器由输入电压Vin和储能电容CB同时给负载提供能量。尽管输入电压Vin给负载提供大部分能量。但是，当输入电压很小时，负载的能量主要由储能电容CB提供。两个变压器可以在DCM或CCM下工作。对于小功率应用，为了提高效率，两个变压器都工作在DCM下。主支路与辅助支路之间的功率分配决定输入电流的谐波含量，而变压器T1及T2的电感值决定功率分配。所以，通过正确的设计变压器T1及T2的电感值可以使输入电流的谐波含量满足IEC1000-3-2的要求。该变换器仅用一个有源开关和一个控制环就可快速地调节输出电压。

    它的主要优点是结构简单、效率高、储能电容电压被箝位，电压值的大小等于输入电压的峰值，对功率开关管没有产生附加的电压应力。另外，在S开通时，由T1直接传递大部分能量到负载，降低了开关管的电流应力，提高了变换器的效

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